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   無線發射器和接收器在概念上，可分為基頻與射頻兩個部份?；l包含發射器的輸入信號之頻率范圍，也包含接收器的輸出信號之頻率范圍?；l的頻寬決定 了數據在系統中可流動的基本速率。基頻是用來改善數據流的可靠度，并在特定的數據傳輸率之下，減少發射器施加在傳輸媒介（transmission medium）的負荷。因此，PCB設計基頻電路時，需要大量的信號處理工程知識。發射器的射頻電路能將已處理過的基頻信號轉換、升頻至的頻道中，并 將此信號注入至傳輸媒體中。相反的，接收器的射頻電路能自傳輸媒體中取得信號，并轉換、降頻成基頻。

   發射器有兩個主要的PCB設計目標：*是它們必須盡可能在消耗zui少功率的情況下，發射特定的功率。第二是它們不能干擾相鄰頻道內的收發機之正 常運作。就接收器而言，有三個主要的PCB設計目標：首先，它們必須準確地還原小信號；第二，它們必須能去除期望頻道以外的干擾信號；zui后一點與發射器一 樣，它們消耗的功率必須很小。

射頻電路仿真之大的干擾信號

    接收器必須對小的信號很靈敏，即使有大的干擾信號（阻擋物）存在時。這種情況出現在嘗試接收一個微弱或遠距的發射信號，而其附近有強大的發射器 在相鄰頻道中廣播。干擾信號可能比期待信號大60~70 dB，且可以在接收器的輸入階段以大量覆蓋的方式，或使接收器在輸入階段產生過多的噪聲量，來阻斷正常信號的接收。如果接收器在輸入階段，被干擾源驅使進 入非線性的區域，上述的那兩個問題就會發生。為避免這些問題，接收器的前端必須是非常線性的。

    因此，“線性"也是PCB設計接收器 時的一個重要考慮因素。由于接收器是窄頻電路，所以非線性是以測量“交調失真 （intermodulation distortion）"來統計的。這牽涉到利用兩個頻率相近，并位于中心頻帶內（in band）的正弦波或余弦波來驅動輸入信號，然后再測量其交互調變的乘積。大體而言，SPICE是一種耗時耗成本的仿真軟件，因為它必須執行許多次的循環 運算以后，才能得到所需要的頻率分辨率，以了解失真的情形。

射頻電路仿真之小的期望信號

   接收器必須很靈敏地偵測到小的輸入信號。一般而言，接收器的輸入功率可以小到1 μV。接收器的靈敏度被它的輸入電路所產生的噪聲所限制。因此，噪聲是PCB設計接收器時的一個重要考慮因素。而且，具備以仿真工具來預測噪聲的能力是不 可或缺的。附圖一是一個典型的超外差（superheterodyne）接收器。接收到的信號先經過濾波，再以低噪聲放大器（LNA）將輸入信號放大。然 后利用*個本地振蕩器（LO）與此信號混合，以使此信號轉換成中頻（IF）。前端（front-end）電路的噪聲效能主要取決于LNA、混合器 （mixer）和LO。雖然使用傳統的SPICE噪聲分析，可以尋找到LNA的噪聲，但對于混合器和LO而言，它卻是無用的，因為在這些區塊中的噪聲，會 被很大的LO信號嚴重地影響。

    小的輸入信號要求接收器必須具有極大的放大功能，通常需要120 dB這么高的增益。在這么高的增益下，任何自輸出端耦合（couple）回到輸入端的信號都可能產生問題。使用超外差接收器架構的重要原因是，它可以將增 益分布在數個頻率里，以減少耦合的機率。這也使得*個LO的頻率與輸入信號的頻率不同，可以防止大的干擾信號“污染"到小的輸入信號。

 因為不同的理由，在一些無線通訊系統中，直接轉換（direct conversion）或內差（homodyne）架構可以取代超外差架構。在此架構中，射頻輸入信號是在單一步驟下直接轉換成基頻，因此，大部份的增益 都在基頻中，而且LO與輸入信號的頻率相同。在這種情況下，必須了解少量耦合的影響力，并且必須建立起“雜散信號路徑（stray signal path）"的詳細模型，譬如：穿過基板（substrate）的耦合、封裝腳位與焊線（bondwire）之間的耦合、和穿過電源線的耦合。

射頻電路仿真之相鄰頻道的干擾

    失真也在發射器中扮演著重要的角色。發射器在輸出電路所產生的非線性，可能使傳送信號的頻寬散布于相鄰的頻道中。這種現象稱為“頻譜的再成長 （spectral regrowth）"。在信號到達發射器的功率放大器（PA）之前，其頻寬被限制著；但在PA內的“交調失真"會導致頻寬再次增加。如果頻寬增加的太多， 發射器將無法符合其相鄰頻道的功率要求。當傳送數字調變信號時，實際上，是無法用SPICE來預測頻譜的再成長。因為大約有1000個數字符號 （symbol）的傳送作業必須被仿真，以求得代表性的頻譜，并且還需要結合高頻率的載波，這些將使SPICE的瞬態分析變得不切實際。